pwm中一个ad单位是多少， A质量的单位KgB力的单位NC电流的单位AD电量的单位

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1， A质量的单位KgB力的单位NC电流的单位AD电量的单位
2，AD转换pwm
3，pv是连24V那个pv进行AD是为了监测什么二极管什么作用
4，药品上常用的国际单位与mg ug是怎样换算的如维生素A5000国际
5，变频器频率指令单位50Hz等于多少ms
6，PWM电路工作原理是什么如何计算参数
7，PWM逆变器是什么

1， A质量的单位KgB力的单位NC电流的单位AD电量的单位

没看懂什么意思？

国际单位制中基本单位有：米、千克、秒、摩尔、开尔文、安培、坎德拉．牛顿（N）和电量的单位（C）是导出单位．故AC正确，BD错误．故选：AC

A质量的单位KgB力的单位NC电流的单位AD电量的单位

2，AD转换pwm

AD结果乘个系数赋值给pwm就行了.这个系数你要核算一下,ad满时pwm是多少对应一下.什么断电电压就不明白了...

pwm实现的功能就是da转换吧，你可以将pwm波形的电压信号接到avr单片机的adc口进行模数转换

AD转换pwm

3，pv是连24V那个pv进行AD是为了监测什么二极管什么作用

看了一下啊，这个电路应该是一个步进电机的驱动电路，六个增强型N MOS构成3项的H桥。这又你提出问题就比较容易解答，PV-的作用是反馈3项电流合的，我没有看芯片的资料，不过从这个电流的电流控制取样方式这个电流应该是 PWM 脉宽调制的。以前人们使用斩波恒流，需要对单独的每一路取样。二极管应该起的是保护作用。有问题联系我可以进一步讨论。

期待看到有用的回答！

pv是连24V那个pv进行AD是为了监测什么二极管什么作用

4，药品上常用的国际单位与mg ug是怎样换算的如维生素A5000国际

IU是维生素、抗生素含量的国际单位，通常都根据药物的特性规定1IU=多少质量。药典中，含量纯的1000IU相当于1mg。

1mg=1000ugiu 是指国际单位。

1g=1000mg1mg=1000ug

ug是微克，也就是1克的10的－6次方克，是质量单位mg是毫克，也就是1克的10的－3次方克，也是质量单位iu是医学上用的一个单位，具体解释比较麻烦，可以看一下下面的链接。大概说来就是具有一定生物效能的最小效价单元就叫”单位”（u）；经由国际协商规定出的标准单位，称为”国际单位”（iu）。千焦是焦的10的3次方，是能量单位。

5，变频器频率指令单位50Hz等于多少ms

变频器的50HZ指一个正弦波周期，也是频率。

对于数字控制的变频器，即使频率指令为模拟信号，输出频率也是有级给定。这个级差的最小单位就称为变频分辨率。变频分辨率通常取值为0.015~0.5Hz.例如，分辨率为0.5Hz，那么23Hz的上面可变为23.5、24.0 Hz，因此电机的动作也是有级的跟随。这样对于像连续卷取控制的用途就造成问题。在这种情况下，如果分辨率为0.015Hz左右，对于4级电机1个级差为1r/min 以下，也可充分适应。另外，有的机种给定分辨率与输出分辨率不相同。低压通用变频输出电压为380～650V，输出功率为0.75～400kW，工作频率为0～400Hz，它的主电路都采用交—直—交电路。其控制方式经历了以下四代。第一代1U/f=C的正弦脉宽调制(SPWM)控制方式：其特点是控制电路结构简单、成本较低，机械特性硬度也较好，能够满足一般传动的平滑调速要求，已在产业的各个领域得到广泛应用。但是，这种控制方式在低频时，由于输出电压较低，转矩受定子电阻压降的影响比较显著，使输出最大转矩减小。另外，其机械特性终究没有直流电动机硬，动态转矩能力和静态调速性能都还不尽如人意，且系统性能不高、控制曲线会随负载的变化而变化，转矩响应慢、电机转矩利用率不高，低速时因定子电阻和逆变器死区效应的存在而性能下降，稳定性变差等。因此人们又研究出矢量控制变频调速。第二代电压空间矢量(SVPWM)控制方式：它是以三相波形整体生成效果为前提，以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的，一次生成三相调制波形，以内切多边形逼近圆的方式进行控制的。经实践使用后又有所改进，即引入频率补偿，能消除速度控制的误差；通过反馈估算磁链幅值，消除低速时定子电阻的影响；将输出电压、电流闭环，以提高动态的精度和稳定度。但控制电路环节较多，且没有引入转矩的调节，所以系统性能没有得到根本改善。第三代矢量控制(VC)方式：矢量控制变频调速的做法是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia、Ib、Ic、通过三相－二相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1Ib1，再通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标系下的直流电流Im1、It1(Im1相当于直流电动机的励磁电流；It1相当于与转矩成正比的电枢电流)，然后模仿直流电动机的控制方法，求得直流电动机的控制量，经过相应的坐标反变换，实现对异步电动机的控制。其实质是将交流电动机等效为直流电动机，分别对速度，磁场两个分量进行独立控制。通过控制转子磁链，然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制。矢量控制方法的提出具有划时代的意义。然而在实际应用中，由于转子磁链难以准确观测，系统特性受电动机参数的影响较大，且在等效直流电动机控制过程中所用矢量旋转变换较复杂，使得实际的控制效果难以达到理想分析的结果。第四代直接转矩控制(DTC)方式：1985年，德国鲁尔大学的DePenbrock教授首次提出了直接转矩控制变频技术。该技术在很大程度上解决了上述矢量控制的不足，并以新颖的控制思想、简洁明了的系统结构、优良的动静态性能得到了迅速发展。该技术已成功地应用在电力机车牵引的大功率交流传动上。直接转矩控制直接在定子坐标系下分析交流电动机的数学模型，控制电动机的磁链和转矩。它不需要将交流电动机等效为直流电动机，因而省去了矢量旋转变换中的许多复杂计算；它不需要模仿直流电动机的控制，也不需要为解耦而简化交流电动机的数学模型。矩阵式交—交控制方式：VVVF变频、矢量控制变频、直接转矩控制变频都是交—直—交变频中的一种。其共同缺点是输入功率因数低，谐波电流大，直流电路需要大的储能电容，再生能量又不能反馈回电网，即不能进行四象限运行。为此，矩阵式交—交变频应运而生。由于矩阵式交—交变频省去了中间直流环节，从而省去了体积大、价格贵的电解电容。它能实现功率因数为l，输入电流为正弦且能四象限运行，系统的功率密度大。该技术虽尚未成熟，但仍吸引着众多的学者深入研究。其实质不是间接的控制电流、磁链等量，而是把转矩直接作为被控制量来实现的。具体方法是：1、控制定子磁链引入定子磁链观测器，实现无速度传感器方式；2、自动识别(ID)依靠精确的电机数学模型，对电机参数自动识别；3、算出实际值对应定子阻抗、互感、磁饱和因素、惯量等算出实际的转矩、定子磁链、转子速度进行实时控制；4、实现Band—Band控制按磁链和转矩的Band—Band控制产生PWM信号，对逆变器开关状态进行控制。矩阵式交—交变频具有快速的转矩响应(<2ms)，很高的速度精度(±2%，无PG反馈)，高转矩精度(VVC的控制原理：VVC的控制原理是将矢量调制的原理应用于固定电压源PWM逆变器。这一控制建立在一个改善了的电机模型上，该电机模型较好的对负载和转差进行了补偿。因为有功和无功电流成分对于控制系统来说都是很重要的，控制电压矢量的角度可显著的改善0-12HZ范围内的动态性能，而在标准的PWM U/F驱动中0-10HZ范围一般都存在着问题。

变频器的50HZ指一个正弦波周期，也是频率。再看看别人怎么说的。

m/s是宽带速率的计量单位，跟频率没关系。

6，PWM电路工作原理是什么如何计算参数

PWM控制电路的基本构成及工作原理开关电源一般都采用脉冲宽度调制（PWM）技术，其特点是频率高，效率高，功率密度高，可靠性高。然而，由于其开关器件工作在高频通断状态，高频的快速瞬变过程本身就是一电磁骚扰（EMD）源，它产生的EMI信号有很宽的频率范围，又有一定的幅度。若把这种电源直接用于数字设备，则设备产生的EMI信号会变得更加强烈和复杂。本文从开关电源的工作原理出发，探讨抑制传导干扰的EMI滤波器的设计以及对辐射EMI的抑制。[点击在新窗口查看原始图片] 1 开关电源产生EMI的机理数字设备中的逻辑关系是用脉冲信号来表示的。为便于分析，把这种脉冲信号适当简化，用图1所示的脉冲串表示。根据傅里叶级数展开的方法，可用式（1）计算出信号所有各次谐波的电平。[点击在新窗口查看原始图片] 式中：An为脉冲中第n次谐波的电平； Vo为脉冲的电平； T为脉冲串的周期； tw为脉冲宽度； tr为脉冲的上升时间和下降时间。开关电源具有各式各样的电路形式，但它们的核心部分都是一个高电压、大电流的受控脉冲信号源。假定某PWM开关电源脉冲信号的主要参数为：Vo=500V，T=2×10－5s，tw=10－5s，tr=0.4×10－6s，则其谐波电平如图2所示。图2中开关电源内脉冲信号产生的谐波电平，对于其他电子设备来说即是EMI信号，这些谐波电平可以从对电源线的传导干扰（频率范围为0.15～30MHz）和电场辐射干扰（频率范围为30～1000MHz）的测量中反映出来。在图2中，基波电平约160dBμV，500MHz约30dBμV，所以，要把开关电源的EMI电平都控制在标准规定的限值内，是有一定难度的。[点击在新窗口查看原始图片] 2 开关电源EMI滤波器的电路设计当开关电源的谐波电平在低频段（频率范围0.15～30MHz）表现在电源线上时，称之为传导干扰。要抑制传导干扰相对比较容易，只要使用适当的EMI滤波器，就能将其在电源线上的EMI信号电平抑制在相关标准规定的限值内。要使EMI滤波器对EMI信号有最佳的衰减性能，则滤波器阻抗应与电源阻抗失配，失配越厉害，实现的衰减越理想，得到的插入损耗特性就越好。也就是说，如果噪音源内阻是低阻抗的，则与之对接的EMI滤波器的输入阻抗应该是高阻抗（如电感量很大的串联电感）；如果噪音源内阻是高阻抗的，则EMI滤波器的输入阻抗应该是低阻抗（如容量很大的并联电容）。这个原则也是设计抑制开关电源EMI滤波器必须遵循的。几乎所有设备的传导干扰都包含共模噪音和差模噪音，开关电源也不例外。共模干扰是由于载流导体与大地之间的电位差产生的，其特点是两条线上的杂讯电压是同电位同向的；而差模干扰则是由于载流导体之间的电位差产生的，其特点是两条线上的杂讯电压是同电位反向的。通常，线路上干扰电压的这两种分量是同时存在的。由于线路阻抗的不平衡，两种分量在传输中会互相转变，情况十分复杂。典型的EMI滤波器包含了共模杂讯和差模杂讯两部分的抑制电路，如图3所示。[点击在新窗口查看原始图片] 图中：差模抑制电容Cx1，Cx20.1～0.47μF；差模抑制电感L1，L2100～130μH；共模抑制电容Cy1，Cy2<10000pF；共模抑制电感L15～25mH。设计时，必须使共模滤波电路和差模滤波电路的谐振频率明显低于开关电源的工作频率，一般要低于10kHz，即[点击在新窗口查看原始图片] 在实际使用中，由于设备所产生的共模和差模的成分不一样，可适当增加或减少滤波元件。具体电路的调整一般要经过EMI试验后才能有满意的结果，安装滤波电路时一定要保证接地良好，并且输入端和输出端要良好隔离，否则，起不到滤波的效果。开关电源所产生的干扰以共模干扰为主，在设计滤波电路时可尝试去掉差模电感，再增加一级共模滤波电感。常采用如图4所示的滤波电路，可使开关电源的传导干扰下降了近30dB，比CISOR22标准的限值低了近6dB以上。还有一个设计原则是不要过于追求滤波效果而造成成本过高，只要达到EMC标准的限值要求并有一定的余量（一般可控制在6dB左右）即可。 3 辐射EMI的抑制措施如前所述，开关电源是一个很强的骚扰源，它来源于开关器件的高频通断和输出整流二极管反向恢复。很强的电磁骚扰信号通过空间辐射和电源线的传导而干扰邻近的敏感设备。除了功率开关管和高频整流二极管外，产生辐射干扰的主要元器件还有脉冲变压器及滤波电感等。虽然，功率开关管的快速通断给开关电源带来了更高的效益，但是，也带来了更强的高频辐射。要降低辐射干扰，可应用电压缓冲电路，如在开关管两端并联RCD缓冲电路，或电流缓冲电路，如在开关管的集电极上串联20～80μH的电感。电感在功率开关管导通时能避免集电极电流突然增大，同时也可以减少整流电路中冲击电流的影响。功率开关管的集电极是一个强干扰源，开关管的散热片应接到开关管的发射极上，以确保集电极与散热片之间由于分布电容而产生的电流流入主电路中。为减少散热片和机壳的分布电容，散热片应尽量远离机壳，如有条件的话，可采用有屏蔽措施的开关管散热片。整流二极管应采用恢复电荷小，且反向恢复时间短的，如肖特基管，最好是选用反向恢复呈软特性的。另外在肖特基管两端套磁珠和并联RC吸收网络均可减少干扰，电阻、电容的取值可为几Ω和数千pF，电容引线应尽可能短，以减少引线电感。实际使用中一般采用具有软恢复特性的整流二极管，并在二极管两端并接小电容来消除电路的寄生振荡。[点击在新窗口查看原始图片] 负载电流越大，续流结束时流经整流二极管的电流也越大，二极管反向恢复的时间也越长，则尖峰电流的影响也越大。采用多个整流二极管并联来分担负载电流，可以降低短路尖峰电流的影响。开关电源必须屏蔽，采用模块式全密封结构，建议用1mm以上厚度的镀锌钢板，屏蔽层必须良好接地。在高频脉冲变压器初、次级之间加一屏蔽层并接地，可以抑制干扰的电场耦合。将高频脉冲变压器、输出滤波电感等磁性元件加上屏蔽罩，可以将磁力线限制在磁阻小的屏蔽体内。根据以上设计思路，对辐射干扰超过标准限值20dB左右的某开关电源，采用了一些在实验室容易实现的措施，进行了如下的改进： ——在所有整流二极管两端并470pF电容； ——在开关管G极的输入端并50pF电容，与原有的39Ω电阻形成一RC低通滤波器； ——在各输出滤波电容（电解电容）上并一0.01μF电容； ——在整流二极管管脚上套一小磁珠； ——改善屏蔽体的接地。经过上述改进后，该电源就可以通过辐射干扰测试的限值要求。 4 结语随着电子产品的电磁兼容性日益受到重视，抑制开关电源的EMI，提高电子产品的质量，使之符合有关标准或规范，已成为电子产品设计者越来越关注的问题。本文是在分析干扰产生机理、以及大量实践的基础上，提出了行之有效的抑制措施。

7，PWM逆变器是什么

参考PWM技术的基本原理随着电子技术的发展，出现了多种PWM技术，其中包括：相电压控制PWM、脉宽PWM法、随机PWM、SPWM法、线电压控制PWM等，而本文介绍的是在镍氢电池智能充电器中采用的脉宽PWM法。它是把每一脉冲宽度均相等的脉冲列作为PWM波形，通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。可以通过调整PWM的周期、PWM的占空比而达到控制充电电流的目的。PWM技术的具体应用PWM软件法控制充电电流本方法的基本思想就是利用单片机具有的PWM端口，在不改变PWM方波周期的前提下，通过软件的方法调整单片机的PWM控制寄存器来调整PWM的占空比，从而控制充电电流。本方法所要求的单片机必须具有ADC端口和PWM端口这两个必须条件，另外ADC的位数尽量高，单片机的工作速度尽量快。在调整充电电流前，单片机先快速读取充电电流的大小，然后把设定的充电电流与实际读取到的充电电流进行比较，若实际电流偏小则向增加充电电流的方向调整PWM 的占空比；若实际电流偏大则向减小充电电流的方向调整PWM的占空比。在软件PWM的调整过程中要注意ADC的读数偏差和电源工作电压等引入的纹波干扰，合理采用算术平均法等数字滤波技术。软件PWM法具有以下优缺点。优点：简化了PWM的硬件电路，降低了硬件的成本。利用软件PWM不用外部的硬件PWM和电压比较器，只需要功率MOSFET、续流磁芯、储能电容等元器件，大大简化了外围电路。可控制涓流大小。在PWM控制充电的过程中,单片机可实时检测ADC端口上充电电流的大小，并根据充电电流大小与设定的涓流进行比较，以决定PWM占空比的调整方向。电池唤醒充电。单片机利用ADC端口与PWM的寄存器可以任意设定充电电流的大小，所以，对于电池电压比较低的电池，在上电后，可以采取小电流充一段时间的方式进行充电唤醒，并且在小电流的情况下可以近似认为恒流，对电池的冲击破坏也较小。缺点：电流控制精度低。充电电流的大小的感知是通过电流采样电阻来实现的，采样电阻上的压降传到单片机的ADC输入端口，单片机读取本端口的电压就可以知道充电电流的大小。若设定采样电阻为Rsample（单位为Ω），采样电阻的压降为Vsample（单位为mV）， 10位ADC的参考电压为5.0V。则ADC的1 LSB对应的电压值为 5000mV/1024≈5mV。一个5mV的数值转换成电流值就是50mA，所以软件PWM电流控制精度最大为50mA。若想增加软件PWM的电流控制精度，可以设法降低ADC的参考电压或采用10位以上ADC的单片机。PWM采用软启动的方式。在进行大电流快速充电的过程中，充电从停止到重新启动的过程中，由于磁芯上的反电动势的存在，所以在重新充电时必须降低PWM的有效占空比,以克服由于软件调整PWM的速度比较慢而带来的无法控制充电电流的问题。充电效率不是很高。在快速充电时，因为采用了充电软启动，再加上单片机的PWM调整速度比较慢，所以实际上停止充电或小电流慢速上升充电的时间是比较大的。为了克服2和3缺点带来的充电效率低的问题，我们可以采用充电时间比较长，而停止充电时间比较短的充电方式，例如充2s停50ms，再加上软启动时的电流慢速启动折合成的停止充电时间，设定为50ms，则实际充电效率为（2000ms－100ms）/2000ms＝95％，这样也可以保证充电效率在90%以上。纯硬件PWM法控制充电电流由于单片机的工作频率一般都在4MHz左右，由单片机产生的PWM的工作频率是很低的，再加上单片机用ADC方式读取充电电流需要的时间，因此用软件PWM的方式调整充电电流的频率是比较低的，为了克服以上的缺陷，可以采用外部高速PWM的方法来控制充电电流。现在智能充电器中采用的PWM控制芯片主要有TL494等,本PWM控制芯片的工作频率可以达到300kHz以上，外加阻容元件就可以实现对电池充电过程中的恒流限压作用，单片机只须用一个普通的I/O端口控制TL494使能即可。另外也可以采用电压比较器替代TL494，如LM393和LM358等。采用纯硬件PWM具有以下优缺点。优点：电流精度高。充电电流的控制精度只与电流采样电阻的精度有关，与单片机没有关系。不受软件PWM的调整速度和ADC的精度限制。充电效率高。不存在软件PWM的慢启动问题，所以在相同的恒流充电和相同的充电时间内，充到电池中的能量高。对电池损害小。由于充电时的电流比较稳定，波动幅度很小，所以对电池的冲击很小，另外TL494还具有限压作用，可以很好地保护电池。缺点：硬件的价格比较贵。TL494的使用在带来以上优点的同时，增加了产品的成本，可以采用LM358或LM393的方式进行克服。涓流控制简单，并且是脉动的。电池充电结束后，一般采用涓流充电的方式对电池维护充电，以克服电池的自放电效应带来的容量损耗。单片机的普通I/O控制端口无法实现PWM端口的功能，即使可以用软件模拟的方法实现简单的PWM功能，但由于单片机工作的实时性要求，其软件模拟的PWM频率也比较低，所以最终采用的还是脉冲充电的方式，例如在10%的时间是充电的，在另外90%时间内不进行充电。这样对充满电的电池的冲击较小。单片机 PWM控制端口与硬件PWM融合对于单纯硬件PWM的涓流充电的脉动问题，可以采用具有PWM端口的单片机，再结合外部PWM芯片即可解决涓流的脉动性。在充电过程中可以这样控制充电电流：采用恒流大电流快速充电时，可以把单片机的PWM输出全部为高电平（PWM控制芯片高电平使能）或低电平（PWM控制芯片低电平使能）；当进行涓流充电时，可以把单片机的PWM控制端口输出PWM信号，然后通过测试电流采样电阻上的压降来调整PWM的占空比，直到符合要求为止。

此电流通过电机内部的寄生电容产生流入地线的漏电流。漏电流过大将对电源产生电磁干扰，还会使电机轴承过早毁坏，从而影响系统运行的可靠性。文中提出了一种新颖的可以有效消除脉冲宽度调制（pwm）逆变器产生的共模电压的有源滤波器。这个有源滤波器由一个单相逆变器和一个五绕组共模变压器组成，可以产生与pwm逆变器输出的电压幅值相等，相位相反的共模电压，通过五绕组共模变压器叠加到逆变器输出中，从而有效消除感应电机端的共模电压。这种有源滤波器结构简单，控制容易。文中通过理论分析，仿真和实验结果证明了这种结构的有效性。高速电力半导体器件如绝缘栅双极晶体管(igbt)的发展使电压源型脉宽调制逆变器的载波频率大大提高（如20 khz），高开关频率以及零开关损耗方案可显着提高pwm变频器的性能。但在pwm变频器的应用中，出现了一些负面问题。例如，传统的igbt的控制策略使pwm逆变器输出产生了共模电压。共模电压使igbt在高速开关期间，产生充放电电流。电流通过电机内部的寄生电容产生流入地线的漏电流，漏电流过大将引起电机保护电路的误动作；频率从100 khz到几兆范围变化的漏电流经地线流回系统的三相电源中，产生电磁干扰(emi) ，影响电网上的其他设备的正常运行；轴电压和轴承电流过大使电机轴承过早毁坏。为抑制逆变器输出的共模电压，提高系统的可靠性，传统的方法是采用转轴接地，轴承绝缘，具有传导性的润滑剂等来降低轴电流，保护电机轴承，但是电机端共模电压仍然存在。电机负载运行时，共模电压仍会通过负载轴承产生具有破坏性的电流。为此开始采用由无源器件组成的滤波器，这类方法对消除过电压的影响非常有效，但载波频率发生变化时，对降低逆变器输出中的谐波成分的作用非常有限。因此，近年来开始尝试用有源器件来消除这些负面影响。alexander julian等提出了四相逆变器来消除共模电压，这种方法会产生严重的开关损耗和谐波失真。annette jouanne提出双桥逆变器(dbi)用于消除电机共模电压和由此产生的轴承漏电流，这种方法增加了一个三相逆变器及相应的驱动设备，所采用电机的定子必须有两套绕组，从而限制了这种方法的应用范围。

PWM一般选用电压控制型逆变器,是通过改变功率晶体管交替导通的时间来改变逆变器输出波形的频率,改变每半周期内晶体管的通断时间比,也就是说通过改变脉冲宽度来改变逆变器输出电压副值的大小. 其整流部分与逆变部分基本是对称的. 唉,几句话说不清楚啦! 总之,最后的输出波形可调,副值可调,甚至功率因数也可调,不过,好象都是用正弦波做为基波的啦.