boost电路的峰值开关电流是多少，Boost电路开关管的电压尖峰是怎么来的

来源：整理时间：2023-08-21 19:13:17 编辑：亚灵电子网手机版

1，Boost电路开关管的电压尖峰是怎么来的

开关管关断的时候，电感线圈的电流不能突变，产生瞬时高压形成电压尖峰，但很快被电容吸收。

Boost电路开关管的电压尖峰是怎么来的

2，DCDC变换电路包括boost电路和duck电路其中的电阻和电容还

既然知道boost电路和duck电路,估计对电源也行内人了吧.先选好电路结构,在安输出电流大小来估算电感电阻电容及2极管的参数.大约的说一下如果工作频率比较高(1MHz以上),电感可以选用20uH左右.电感和2极管的额定电流值要是输出电流的2倍或以上.整流管的耐压要在60V以上.输入\输出端接滤波电容按220U每安计算并要并联104电容.开关管标称电流要在平均工作电流的8倍或以上.电阻标称功率大于或等于实际功耗2倍.主回路上电阻用金阻或氧化膜电阻.大方向的都说完了吧.

你好！刚慢慢学开关电源，也不懂。打字不易，采纳哦！

DCDC变换电路包括boost电路和duck电路其中的电阻和电容还

3，在buck boost开关电源主电路中电容电感值是如何确定的

基本公式是电感的安秒平衡已经电容的伏秒平衡。具体的数值有技术指标所要求的电压电流纹波来决定，一般来说电感电容越大，电流电压纹波越小。

你看一个开关电源的芯片Datesheep就知道了一般都有怎么计算里面的参数，不同芯片会有差异

电解电容的取值主要看所在位置的峰值电压，和工作电流，电容的耐压要高于峰值电压，然后容值按经验公式取值，按1a电流取1000uf的比例，当然还要看具体要求，更大或者更小也都是可以的。电感的线径根据工作电流来计算，一般来说1a电流取0.3-0.5的线径，电流与截面积成正比。感量要根据具体的电路来计算啦，具体你可以参考一下34063的计算公式

在buck boost开关电源主电路中电容电感值是如何确定的

4，开关电源BOOST输入电流峰值怎么算

有一个关键参数没有给出，恰恰这个关键参数就是计算IP的参数，就是Krp,即电流脉动系数=Iripple/Ipeak. 如果是DCM模式。则Krp=1,如果是CCM,则KRP越小，Ip越小；你先确定你的控制IC是什么工作模式吧～～～为你解答开关电源专业问题的是转行专业做港货的港成日用掌柜！详情见个人详细资料;

CCM模式下：输出输入电压比：M=V0/Vi=400/187=2.14占空比：D=M-1/M=0.533因为不知道Krp,一般取0.6Ipk=2P0/(n*Vi*D*(2-Krp))=2*26.5/(0.87*187*0.533*(2-0.6))=0.437A

你好！Ipk=2*Po/（η*Vinmin*Dmax)这里：Po=26.5W Vinmin=187*1.4=261.8V η=0.87 Dmax可由输出电压与输入电压定，如果忽略整流二极管压降的话，则Dmax=Vo/(Vo+Vinmin)仅代表个人观点，不喜勿喷，谢谢。

5，计算buck和boost电路的电感时di纹波电流怎么取得

150欧电阻的话，对应5V应该是约33mA的电流。临界模式时，理论峰值电流应为平均电流的2倍，66mA。按理想计算，占空比应为 5/18＝0.278。如图中的上部：则要工作在临界模式的电感量应为：（18-5）*0.278/100000/0.066 = 548uH （与你实测的470uH出入不大）其中，18是输入电压，5是输出电压，0.278是占空比，100000是开关频率，0.066是变化电流（因这里起始电流为0，所以变化电流就是 ...

1、单管buck-boost：是非隔离升降压（输出可高于或低于输入电压）式pwmdc/dc转换电路，其输出电压与输入电压方向相反，开关mos管是高端驱动，因此可工作在buck或boost两种工作状态，工作时序比boost复杂需要分别进行分析；2、双管buck-boost：是非隔离升降压（输出可高于或低于输入电压）式pwmdc/dc转换电路，其输出电压与输入电压方向相同，开关mos管同时具有高、低端驱动，存在buck和boost两种工作状态相互切换的问题，用硬件不易实现pwm，用软件（如dsp）比较容易实现，不易产生工作状态切换不稳定性问题；光伏逆变器比较常用这种拓扑架构。

6，boost电路

摘要：提出了一种Boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24V输入，40V/2.5A输出，开关频率为200kHz的同步Boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％关键词：升压电路；软开关；同步整流引言轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。 Boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。 Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。 1 工作原理图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。在这种设计下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，使S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。因此，S1是工作在硬开关状态的。接着S1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S1的结电容进行放电。但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S2关断时为负的，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。S1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。 2 软开关的参数设计以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为 ΔI=(VinDT)/L （1）式中：D为占空比； T为开关周期。所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 Imax=ΔI/2＋Io （2） Imin=ΔI/2－Io （3）式中：Io为输出电流。将式（1）代入式（2）和式（3）可得 Imax=(VinDT)/2L＋Io （4） Imin=(VinDT)/2L－Io （5）从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由Imin对S2的结电容充电，使S1的结电容放电实现的；而S2的软开关条件是由Imax对S1的结电容充电，使S2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|Imax| |Imin|。所以，S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。这里将S1称为弱管，S2称为强管。强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容C2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。将式（4）代入式（6）可得实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。 (C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8）式中：tdead2为S2开通前的死区时间。同理，弱管S1的软开关宽裕条件为 (C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9）式中：tdead1为S1开通前的死区时间。在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。 3 实验结果一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。该变换器的规格和主要参数如下：输入电压Vin24V 输出电压Vo40V 输出电流Io0～2.5A 工作频率f200kHz 主开关S1及S2IRFZ44 电感L4.5μH 图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。 4 结语本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。麻烦采纳，谢谢!

7，BOOST电路为什么要工作在电流连续状态

电流不连续状态下的boost电路的工作效率较高，但是对电路尤其是开关管冲击较大，一般用于小功率情况下，大功率下一般采用电流连续模式。

摘要：提出了一种boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24v输入，40v/2.5a输出，开关频率为200khz的同步boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％关键词：升压电路；软开关；同步整流引言轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。 boost电路作为一种最基本的dc/dc拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。 boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个mosfet来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。本文提出了一种boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。 1 工作原理图1所示的是具有两个开关管的同步boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步boost电路的工作原理。在这种设计下，s2可以实现软开关，但是s1只能工作在硬开关状态。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，s1导通，l上承受输入电压，l上的电流线性增加。在t1时刻，s1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕s1关断后，电感电流对s1的结电容进行充电，使s2的结电容进行放电，s2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当s2的漏源电压下降到零之后，s2的寄生二极管就导通，将s2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为s2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕s2的门极变为高电平，s2零电压开通。电感l上的电流又流过s2。l上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到s2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感l上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到s2的寄生二极管上，而无法对s1的结电容进行放电。因此，s1是工作在硬开关状态的。接着s1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，s2实现了软开关，但是s1并没有实现软开关。其原因是s2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使s1的结电容进行放电。但是，如果将l设计得足够小，让电感电流在s2关断时为负的，如图4所示，就可以对s1的结电容进行放电而实现s1的软开关了。在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，s1导通，l上承受输入电压，l上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，s1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕s1关断后，电感电流为正，对s1的结电容进行充电，使s2的结电容放电，s2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到s2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当s2的漏源电压下降到零之后，s2的寄生二极管就导通，将s2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为s2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕s2的门极变为高电平，s2零电压开通。电感l上的电流又流过s2。l上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后s2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感l上的电流方向为负，正好可以使s1的结电容进行放电，对s2的结电容进行充电。s1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到s1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当s1的漏源电压下降到零之后，s1的寄生二极管就导通，将s1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为s1的零电压导通创造了条件。接着s1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关s1和s2都可以实现软开关。 2 软开关的参数设计以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为 δi=(vindt)/l （1）式中：d为占空比； t为开关周期。所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 imax=δi/2＋io （2） imin=δi/2－io （3）式中：io为输出电流。将式（1）代入式（2）和式（3）可得 imax=(vindt)/2l＋io （4） imin=(vindt)/2l－io （5）从上面的原理分析中可以看到s1的软开关条件是由imin对s2的结电容充电，使s1的结电容放电实现的；而s2的软开关条件是由imax对s1的结电容充电，使s2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|imax||imin|。所以，s1和s2的软开关实现难易程度也不同，s1要比s2难得多。这里将s1称为弱管，s2称为强管。强管s2的软开关极限条件为l和s1的结电容c1和s2的结电容c2谐振，能让c2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。将式（4）代入式（6）可得实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感l上的电流保持不变，即为一个恒流源在对s2的结电容充电，使s1的结电容放电。在这种情况下的zvs条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。 (c2＋c1)vo≤（vindt/2l+io）tdead2 （8）式中：tdead2为s2开通前的死区时间。同理，弱管s1的软开关宽裕条件为 (c1＋c2)vo≤(vindt/2l-io)tdead1 （9）式中：tdead1为s1开通前的死区时间。在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量l。因为，在能实现软开关的前提下，l不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。 3 实验结果一个开关频率为200khz，功率为100w的电感电流反向的同步boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。该变换器的规格和主要参数如下：输入电压vin24v 输出电压vo40v 输出电流io0～2.5a 工作频率f200khz 主开关s1及s2irfz44 电感l4.5μh 图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5a）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感l上的电流在dt或(1－d)t时段里都会反向，也就是创造了s1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关s1和s2都实现了zvs。但是从电压vds的下降斜率来看s1比s2的zvs条件要差，这就是强管和弱管的差异。图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。 4 结语本文提出了一种boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感l的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用i型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。