IGBT开通时间多少，IGBT从出发开通信号到触发关断信号最低需要多久怎么计算

来源：整理时间：2023-11-09 02:00:12 编辑：亚灵电子网手机版

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1，IGBT从出发开通信号到触发关断信号最低需要多久怎么计算
2，IGBT从出发开通信号到触发关断信号最低需要多久怎么计算
3，请教IGBT 死区问题
4，什么是绝缘栅双极型晶体管的开通时间与关断时间
5，IGBT的疑问
6，igbt使用中的几个常识性问题
7，IGBT如何控制电路中电流大小
8，什么是绝缘栅双极型晶体管的开通时间与关断时间
9，IGBT在工作的时候的特点是什么
10，高压IGBT模块的特性和应用注意事项

1，IGBT从出发开通信号到触发关断信号最低需要多久怎么计算

没看明白这个问题，开通到关段最低需要多久？IGBT从开通到关段的响应时间是很快的，一般几百ns级别到几us，要看IGBT的电压电流等级，小功率IGBT就很快，大功率IGBT就比较慢。这里说的是响应时间。但是这些窄脉冲对IGBT 本身来说是非常有害的，因为半导体器件在导通后极短时间内就进入反向恢复阶段，会产生强烈的di/dt和dv/dt，极大提高IGBT的失效率。

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IGBT从出发开通信号到触发关断信号最低需要多久怎么计算

2，IGBT从出发开通信号到触发关断信号最低需要多久怎么计算

IGBT从出发开通信号到触发关断信号最低需要多久怎么计算

3，请教IGBT 死区问题

IGBT死区是指从输出关断信号到IGBT真正截止的时间。由于IGBT等功率器件都存在一定的结电容，所以会造成器件导通关断的延迟现象。一般在设计电路时已尽量降低该影响，比如尽量提高控制极驱动电压电流，设置结电容释放回路等。为了使igbt工作可靠，避免由于关断延迟效应造成上下桥臂直通，有必要设置死区时间，也就是上下桥臂同时关断时间。死区时间可有效地避免延迟效应所造成的一个桥臂未完全关断，而另一桥臂又处于导通状态，避免直通炸模块。死区时间大，模块工作更加可靠，但会带来输出波形的失真及降低输出效率。死区时间小，输出波形要好一些，只是会降低可靠性，一般为us级。一般来说死区时间是不可以改变的，只取决于功率元件制作工艺。

请教IGBT 死区问题

4，什么是绝缘栅双极型晶体管的开通时间与关断时间

　　绝缘栅双极型晶体管的开通时间：是指该晶体管的启动时间。　　作为开关使用时，为使通态压降UcE低，通常选择为氏E值为10一15v，此情况下通态压降接近饱和值。UGE值影响短路破坏耐量(时间)，耐量值为微秒级，UG。值增加，短路破坏耐量(时间)减少。门极电阻R。的取值影响开关时间，RG值大，开关时间增加，单个脉冲的开关损耗增加。但RG值减小时，di/dt增大，可能会导劲GBT误导通。R殖一般取几十欧至几百欧。主要参数Ic为集电极额定最大直流电流;U(BocES为门极短路时的集一射极击穿电压。　　绝缘栅双极型晶体管的关断时间：是指该晶体管的关闭时间。　　MOSFET关断，PNP管无基极电流流过而截止。如图(。)所示，当IGBT导通时，工作在特性曲线电流上升区域，UGE增大时，UcE值减小。的最大耗散功率;UcE(sat)为集一射极间的饱和压降;IcE(、，为门极短路时集电极最大关断电流;Rth为结壳间的最大热阻;T为最高工作温度。发展表中列出了各代IGBT器件的典型特性参数。IGBT发展非常迅速，正在向高频、高压、大电流以及降低器件的开关损耗和通态损耗方向发展。

5，IGBT的疑问

首先你说的触发电压应该是门槛电压，就是当驱动电压高于该电压值时，IGBT能够开通。门槛电压不一样的问题我给你举个例子：例如你用了INFINEON的IGBT，门槛电压是4-6V，三菱的IGBT是5-7V，但是正常设计时驱动电压一般都为15V，因此能不能用不同品牌的IGBT不是看门槛电压的。而是考虑整个IGBT的损耗，因为不同的IGBT开关损耗和导通损耗会有差异。一般稍微好的厂家设计的变频器都会至少采用2个品牌的IGBT。所以只要你选好了，可以用不是一个品牌的IGBT。

品牌型号不同，触发电压不同。维修更换不一定用原来一样的品牌的，要用同样型号，参数相同的。

igbt短路时，集电极电流ic迅速增大，当ic的电流达到额定电流的4倍时，流过igbt的电流不在增大，而此时的集电极电压vce迅速由饱和压降3v左右，迅速的增加到母线电压，这时的典型特征就是流过igbt的电流为四倍的额定电流，电压为母线电压。持续时间小于10微妙，最终会热击穿炸鸡。

要规格一样的话可以考虑能否替换，不过要有这方面的专业知识，不然会把IGBT烧掉。最简单的方法就是还用原来的品牌和型号。

6，igbt使用中的几个常识性问题

1.IGBT开关的基础知识 IGBT IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅极型功率管，是由BJT（双极型三极管）和MOS（绝缘栅型场效应管）组成的复合全控型电压驱动式电力电子器件。应用于交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。IGBT是强电流、高压应用和快速终端设备用垂直功率MOSFET的自然进化。由于实现一个较高的击穿电压BVDSS需要一个源漏通道，而这个通道却具有很高的电阻率，因而造成功率MOSFET具有RDS(on)数值高的特征，IGBT消除了现有功率MOSFET的这些主要缺点。虽然最新一代功率MOSFET器件大幅度改进了RDS(on)特性，但是在高电平时，功率导通损耗仍然要比IGBT 技术高出很多。较低的压降，转换成一个低VCE(sat)的能力，以及IGBT的结构，同一个标准双极器件相比，可支持更高电流密度，并简化IGBT驱动器的原理图。IGBT基本结构见图1中的纵剖面图及等效电路。导通 IGBT硅片的结构与功率MOSFET 的结构十分相似，主要差异是IGBT增加了P+ 基片和一个N+ 缓冲层（NPT-非穿通-IGBT技术没有增加这个部分）。如等效电路图所示（图1），其中一个MOSFET驱动两个双极器件。基片的应用在管体的P+和N+ 区之间创建了一个J1结。当正栅偏压使栅极下面反演P基区时，一个N沟道形成，同时出现一个电子流，并完全按照功率MOSFET的方式产生一股电流。如果这个电子流产生的电压在0.7V范围内，那么，J1将处于正向偏压，一些空穴注入N-区内，并调整阴阳极之间的电阻率，这种方式降低了功率导通的总损耗，并启动了第二个电荷流。最后的结果是，在半导体层次内临时出现两种不同的电流拓扑：一个电子流（MOSFET 电流）；空穴电流（双极）。关断当在栅极施加一个负偏压或栅压低于门限值时，沟道被禁止，没有空穴注入N-区内。在任何情况下，如果MOSFET电流在开关阶段迅速下降，集电极电流则逐渐降低，这是因为换向开始后，在N层内还存在少数的载流子（少子）。这种残余电流值（尾流）的降低，完全取决于关断时电荷的密度，而密度又与几种因素有关，如掺杂质的数量和拓扑，层次厚度和温度。少子的衰减使集电极电流具有特征尾流波形，集电极电流引起以下问题：功耗升高；交叉导通问题，特别是在使用续流二极管的设备上，问题更加明显。鉴于尾流与少子的重组有关，尾流的电流值应与芯片的温度、IC 和VCE密切相关的空穴移动性有密切的关系。因此，根据所达到的温度，降低这种作用在终端设备设计上的电流的不理想效应是可行的，尾流特性与VCE、IC和 TC之间的关系如图2所示。反向阻断当集电极被施加一个反向电压时， J1 就会受到反向偏压控制，耗尽层则会向N-区扩展。因过多地降低这个层面的厚度，将无法取得一个有效的阻断能力，所以，这个机制十分重要。另一方面，如果过大地增加这个区域尺寸，就会连续地提高压降。第二点清楚地说明了NPT器件的压降比等效（IC 和速度相同） PT 器件的压降高的原因。正向阻断当栅极和发射极短接并在集电极端子施加一个正电压时，P/N J3结受反向电压控制。此时，仍然是由N漂移区中的耗尽层承受外部施加的电压。闩锁 IGBT在集电极与发射极之间有一个寄生PNPN晶闸管，如图1所示。在特殊条件下，这种寄生器件会导通。这种现象会使集电极与发射极之间的电流量增加，对等效MOSFET的控制能力降低，通常还会引起器件击穿问题。晶闸管导通现象被称为IGBT闩锁，具体地说，这种缺陷的原因互不相同，与器件的状态有密切关系。通常情况下，静态和动态闩锁有如下主要区别：当晶闸管全部导通时，静态闩锁出现。只在关断时才会出现动态闩锁。这一特殊现象严重地限制了安全操作区。为防止寄生NPN和PNP晶体管的有害现象，有必要采取以下措施：防止NPN部分接通，分别改变布局和掺杂级别。降低NPN和PNP晶体管的总电流增益。此外，闩锁电流对PNP和NPN器件的电流增益有一定的影响，因此，它与结温的关系也非常密切；在结温和增益提高的情况下，P基区的电阻率会升高，破坏了整体特性。因此，器件制造商必须注意将集电极最大电流值与闩锁电流之间保持一定的比例，通常比例为1:5。正向导通特性在通态中，IGBT可以按照“第一近似”和功率MOSFET驱动的PNP晶体管建模。图3所示是理解器件在工作时的物理特性所需的结构元件（寄生元件不考虑在内）。如图所示，IC是VCE的一个函数（静态特性），假如阴极和阳极之间的压降不超过0.7V，即使栅信号让MOSFET沟道形成（如图所示），集电极电流IC也无法流通。当沟道上的电压大于VGE -Vth 时，电流处于饱和状态，输出电阻无限大。由于IGBT结构中含有一个双极MOSFET和一个功率MOSFET，因此，它的温度特性取决于在属性上具有对比性的两个器件的净效率。功率MOSFET的温度系数是正的，而双极的温度系数则是负的。本图描述了VCE(sat) 作为一个集电极电流的函数在不同结温时的变化情况。当必须并联两个以上的设备时，这个问题变得十分重要，而且只能按照对应某一电流率的VCE(sat)选择一个并联设备来解决问题。有时候，用一个。 2.电力电子技术试题GTOGTRMOSFETIGBT四种 IGBT：开关速度高，开关损耗小，具有耐脉冲电流冲击的能力，通态压降较低，输入阻抗高，为电压驱动，驱动功率小开关速度低于电力MOSFET，电压，电流容量不及GTO; GTR：耐压高，电流大，开关特性好，通流能力强，饱和压降低开关速度低，为电流驱动，所需驱动功率大，驱动电路复杂，存在二次击穿问题； GTO：电压、电流容量大，适用于大功率场合，具有电导调制效应，其通流能力很强电流关断增益很小，关断时门极负脉冲电流大，开关速度低，驱动功率大，驱动电路复杂，开关频率低； MOSFET：开关速度快，输入阻抗高，热稳定性好，所需驱动功率小且驱动电路简单，工作频率高，不存在二次击穿问题电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。 3.请教几个物理的常识性问题 1.电磁波频率的单位是Hz，常用的单位还有（kHz ）和（MHz ）。 2.某款手机有三个频段，其中有个频段的频率为300MHz，那么该频段电磁波的波长为（300000/300000000=0.001 ）m。 3.小华在某网站注册了一个电子邮箱，电子邮箱的地址是：xiao123@wuhan.edu，这表示这个电子邮箱的用户名是（xiao123），邮箱服务器名叫（wuhan），其中“edu”表示该服务器属于（教育）. 2.某款手机有三个频段，其中有个频段的频率为300MHz，那么该频段电磁波的波长为（300000000/300000000=1）m。 4.请教几个常识性的问题晕死，白写哪么多，重新写过1：小红伞的更新分为病毒库更新和组件更新，病毒库的更新是支持跨版本的，比如7.0到9.0用的都是同一个病毒库。但是组件从7.0可以升级到8.0，但是从8.0到9.0是不能直接升级的，需要下载安装文件。关于病毒库的使用期限，可以查看病毒的更新信息： 20081027_0000 7.5.0.1 就知道病毒库使用的最低的引擎是7.5.0.1，所以使用是有期限的。 2：离线包每天都有更新。但是一天更新几次不得而知这是几天更新新包的MD5值，就可以知道了5be632570fb76793464cf5a34fbf3b1e ivdf_fusebundle_nt_en0319.zip7fcb6987690b08e23e1e0e8914f28521 ivdf_fusebundle_nt_en0320.zip7646957ef44ed7221969c0a051447d32 ivdf_fusebundle_nt_en0321.zip4fab5ea525c1e26966a37eee31b6b732 ivdf_fusebundle_nt_en0322.zip5843f83e6207b6c11de40b3187182258 ivdf_fusebundle_nt_en0323.zip337b371aa01accb7269fd953540ea857 ivdf_fusebundle_nt_en0324.zip3e3624328855c3a3414e8da627b1e2b5 ivdf_fusebundle_nt_en0325.zipa716675173a14999e6bf8afbc10410bc ivdf_fusebundle_nt_en0326.zip47c6fc1eccb8b972c4d670e063a5e0ad ivdf_fusebundle_nt_en0327.zipf651a2e51a062e24d33024df0767a560 ivdf_fusebundle_nt_en0328.zip9d1a26a9d040d61f28c908c575612d78 ivdf_fusebundle_nt_en0330.zip850772faf7292b27e30382ec37bf0c22 ivdf_fusebundle_nt_en0331.zipd0d2e0bf82a5f8fe6a9c3d5e5fa278da ivdf_fusebundle_nt_en.zip这里的0331是0330日的，其它的类推3：这个就看离线病毒库的更新频率的，小红伞在线每天更新三到八次左右。我想应该差不了太多。[]。 5.常识性的问题 1.早期函数概念——几何观念下的函数十七世纪伽俐略（G.Galileo，意，1564-1642）在《两门新科学》一书中，几乎全部包含函数或称为变量关系的这一概念，用文字和比例的语言表达函数的关系。1673年前后笛卡尔（Descartes，法，1596-1650）在他的解析几何中，已注意到一个变量对另一个变量的依赖关系，但因当时尚未意识到要提炼函数概念，因此直到17世纪后期牛顿、莱布尼兹建立微积分时还没有人明确函数的一般意义，大部分函数是被当作曲线来研究的。 1673年，莱布尼兹首次使用“function” （函数）表示“幂”，后来他用该词表示曲线上点的横坐标、纵坐标、切线长等曲线上点的有关几何量。与此同时，牛顿在微积分的讨论中，使用 “流量”来表示变量间的关系。 2.十八世纪函数概念──代数观念下的函数 1718年约翰?贝努利（Bernoulli Johann，瑞，1667-1748）在莱布尼兹函数概念的基础上对函数概念进行了定义：“由任一变量和常数的任一形式所构成的量。”他的意思是凡变量x和常量构成的式子都叫做x的函数，并强调函数要用公式来表示。 1755，欧拉（L.Euler，瑞士，1707-1783）把函数定义为“如果某些变量，以某一种方式依赖于另一些变量，即当后面这些变量变化时，前面这些变量也随着变化，我们把前面的变量称为后面变量的函数。” 18世纪中叶欧拉（L.Euler，瑞，1707-1783）给出了定义：“一个变量的函数是由这个变量和一些数即常数以任何方式组成的解析表达式。”他把约翰?贝努利给出的函数定义称为解析函数，并进一步把它区分为代数函数和超越函数，还考虑了“随意函数”。不难看出，欧拉给出的函数定义比约翰?贝努利的定义更普遍、更具有广泛意义。 3.十九世纪函数概念──对应关系下的函数 1821年，柯西（Cauchy，法，1789-1857）从定义变量起给出了定义：“在某些变数间存在着一定的关系，当一经给定其中某一变数的值，其他变数的值可随着而确定时，则将最初的变数叫自变量，其他各变数叫做函数。”在柯西的定义中，首先出现了自变量一词，同时指出对函数来说不一定要有解析表达式。不过他仍然认为函数关系可以用多个解析式来表示，这是一个很大的局限。 1822年傅里叶（Fourier，法国，1768——1830）发现某些函数也已用曲线表示，也可以用一个式子表示，或用多个式子表示，从而结束了函数概念是否以唯一一个式子表示的争论，把对函数的认识又推进了一个新层次。 1837年狄利克雷（Dirichlet，德，1805-1859）突破了这一局限，认为怎样去建立x与y之间的关系无关紧要，他拓广了函数概念，指出：“对于在某区间上的每一个确定的x值，y都有一个或多个确定的值，那么y叫做x的函数。”这个定义避免了函数定义中对依赖关系的描述，以清晰的方式被所有数学家接受。这就是人们常说的经典函数定义。等到康托（Cantor，德，1845-1918）创立的 *** 论在数学中占有重要地位之后，维布伦（Veblen，美，1880-1960）用“ *** ”和“对应”的概念给出了近代函数定义，通过 *** 概念把函数的对应关系、定义域及值域进一步具体化了，且打破了“变量是数”的极限，变量可以是数，也可以是其它对象。 4.现代函数概念── *** 论下的函数 1914年豪斯道夫（F.Hausdorff）在《 *** 论纲要》中用不明确的概念“序偶”来定义函数，其避开了意义不明确的“变量”、“对应”概念。库拉托夫斯基（Kuratowski）于1921年用 *** 概念来定义“序偶”使豪斯道夫的定义很严谨了。 1930 年新的现代函数定义为“若对 *** M的任意元素x，总有 *** N确定的元素y与之对应，则称在 *** M上定义一个函数，记为y=f(x)。元素x称为自变元，元素y称为因变元。” 术语函数，映射，对应，变换通常都有同一个意思。但函数只表示数与数之间的对应关系，映射还可表示点与点之间，图形之间等的对应关系。可以说函数包含于映射。 6.求IGBT的工作原理和工作特性 IGBT 的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道，给 PNP 晶体管提供基极电流，使 IGBT 导通。反之，加反向门极电压消除沟道，流过反向基极电流，使 IGBT 关断。 IGBT 的驱动方法和 MOSFET 基本相同，只需控制输入极 N 一沟道 MOSFET ，所以具有高输入阻抗特性。当 MOSFET 的沟道形成后，从 P+ 基极注入到 N 一层的空穴（少子），对 N 一层进行电导调制，减小 N 一层的电阻，使 IGBT 在高电压时，也具有低的通态电压。 IGBT 的工作特性包括静态和动态两类： 1 .静态特性 IGBT 的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。 IGBT 的伏安特性是指以栅源电压 Ugs 为参变量时，漏极电流与栅极电压之间的关系曲线。输出漏极电流比受栅源电压 Ugs 的控制， Ugs 越高， Id 越大。它与 GTR 的输出特性相似.也可分为饱和区 1 、放大区 2 和击穿特性 3 部分。在截止状态下的 IGBT ，正向电压由 J2 结承担，反向电压由 J1 结承担。如果无 N+ 缓冲区，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入 N+ 缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了 IGBT 的某些应用范围。 IGBT 的转移特性是指输出漏极电流 Id 与栅源电压 Ugs 之间的关系曲线。它与 MOSFET 的转移特性相同，当栅源电压小于开启电压 Ugs(th) 时， IGBT 处于关断状态。在 IGBT 导通后的大部分漏极电流范围内， Id 与 Ugs 呈线性关系。最高栅源电压受最大漏极电流限制，其最佳值一般取为 15V 左右。 IGBT 的开关特性是指漏极电流与漏源电压之间的关系。 IGBT 处于导通态时，由于它的 PNP 晶体管为宽基区晶体管，所以其 B 值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过 MOSFET 的电流成为 IGBT 总电流的主要部分。此时，通态电压 Uds(on) 可用下式表示 Uds(on) = Uj1 + Udr + IdRoh ( 2 - 14 ) 式中 Uj1 —— JI 结的正向电压，其值为 0。 7 ~ IV ; Udr ——扩展电阻 Rdr 上的压降； Roh ——沟道电阻。通态电流 Ids 可用下式表示： Ids=(1+Bpnp)Imos (2 - 15 ) 式中 Imos ——流过 MOSFET 的电流。由于 N+ 区存在电导调制效应，所以 IGBT 的通态压降小，耐压 1000V 的 IGBT 通态压降为 2 ~ 3V 。 IGBT 处于断态时，只有很小的泄漏电流存在。 2 .动态特性 IGBT 在开通过程中，大部分时间是作为 MOSFET 来运行的，只是在漏源电压 Uds 下降过程后期， PNP 晶体管由放大区至饱和，又增加了一段延迟时间。 td(on) 为开通延迟时间， tri 为电流上升时间。实际应用中常给出的漏极电流开通时间 ton 即为 td (on) tri 之和。漏源电压的下降时间由 tfe1 和 tfe2 组成，如图 2 - 58 所示 IGBT 在关断过程中，漏极电流的波形变为两段。因为 MOSFET 关断后， PNP 晶体管的存储电荷难以迅速消除，造成漏极电流较长的尾部时间， td(off) 为关断延迟时间， trv 为电压 Uds(f) 的上升时间。实际应用中常常给出的漏极电流的下降时间 Tf 由图 2 - 59 中的 t(f1) 和 t(f2) 两段组成，而漏极电流的关断时间 t(off)=td(off)+trv 十 t(f) ( 2 - 16 ) 式中， td(off) 与 trv 之和又称为存储时间。。

7，IGBT如何控制电路中电流大小

从本质上来讲，IGBT无法控制电流的大小，IGBT只是一个开关器件，当接于电路中时，用于控制电路的通断时间。当IGBT接于电压源电路中时，关断时承受电压源电压，开通时只承受开通压降，所以电路中的电流由外电路的结构和IGBT开通和关断的规律来确定，既可以控制电流大小，也可以控制电流的方向。当IGBT接于电流源电路中时，情况同电压源。两种情况都要考虑IGBT的换流问题。如果一定要讲IGBT对电路中电流的控制的话，应该是IGBT和电感配合在一起实现对电流的控制。为什么呢？以电压源为例，只考虑主电路，电压源、IGBT、电感、负载串联，当IGBT关断时，电源与电感断开，由电感向负载供电，电感中电流不能突变，但是会下降。当IGBT开通时，电源与电感接通，电源向电感和负载供电，电感中电流也不能突变，但是会上升。电感中电流上降和上升的多少，由IGBT关断和开通的时间来确定，也说是IGBT开通和关断的规律决定着电感中电流的变化规律，也说实现了对电流的控制。可能没说清楚，如果要想弄清楚，还需要自己多看书多琢磨。

控制IGBT栅极的脉冲的占空比，就可以控制通过IGBT的电流再看看别人怎么说的。

IGBT控制方式是电流控制电压的器件，想控制电流可接成恒流电路或者 PWM控制

8，什么是绝缘栅双极型晶体管的开通时间与关断时间

检测绝缘栅极双极型晶体管（igbt）好坏的三大方法1、判断极性首先将万用表拨在r×1kω挡，用万用表测量时，若某一极与其它两极阻值为无穷大，调换表笔后该极与其它两极的阻值仍为无穷大，则判断此极为栅极（g）。其余两极再用万用表测量，若测得阻值为无穷大，调换表笔后测量阻值较小。在测量阻值较小的一次中，则判断红表笔接的为集电极（c）；黑表笔接的为发射极（e）。 2、判断好坏将万用表拨在r×10kω挡，用黑表笔接igbt的集电极（c），红表笔接igbt的发射极（e），此时万用表的指针在零位。用手指同时触及一下栅极（g）和集电极（c），这时igbt被触发导通，万用表的指针摆向阻值较小的方向，并能站住指示在某一位置。然后再用手指同时触及一下栅极（g）和发射极（e），这时igbt被阻断，万用表的指针回零。此时即可判断igbt是好的。 3、igbt模块任何指针式万用表皆可用于检测igbt。注意判断igbt好坏时，一定要将万用表拨在r×10kω挡，因r×1kω挡以下各档万用表内部电池电压太低，检测好坏时不能使igbt导通，而无法判断igbt的好坏。此方法同样也可以用于检测功率场效应晶体管（p-mosfet）的好坏。更多文章来自北京瑞田达

9，IGBT在工作的时候的特点是什么

IGBT工作特性静态特性IGBT 的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。IGBT 的伏安特性是指以栅源电压Ugs 为参变量时，漏极电流与栅极电压之间的关系曲线。输出漏极电流比受栅源电压Ugs 的控制，Ugs 越高，Id 越大。它与GTR 的输出特性相似．也可分为饱和区1 、放大区2 和击穿特性3 部分。在截止状态下的IGBT ，正向电压由J2 结承担，反向电压由J1结承担。如果无N+ 缓冲区，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入N+缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了IGBT 的某些应用范围。IGBT 的转移特性是指输出漏极电流Id 与栅源电压Ugs 之间的关系曲线。它与MOSFET 的转移特性相同，当栅源电压小于开启电压Ugs(th) 时，IGBT 处于关断状态。在IGBT 导通后的大部分漏极电流范围内， Id 与Ugs呈线性关系。最高栅源电压受最大漏极电流限制，其最佳值一般取为15V左右。IGBT 的开关特性是指漏极电流与漏源电压之间的关系。IGBT 处于导通态时，由于它的PNP 晶体管为宽基区晶体管，所以其B 值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过MOSFET 的电流成为IGBT 总电流的主要部分。此时，通态电压Uds(on) 可用下式表示 Uds(on) ＝ Uj1 ＋ Udr ＋ IdRoh 式中Uj1 —— JI 结的正向电压，其值为0.7 ～1V ；Udr ——扩展电阻Rdr 上的压降；Roh ——沟道电阻。通态电流Ids 可用下式表示：Ids=(1+Bpnp)Imos 式中Imos ——流过MOSFET 的电流。由于N+ 区存在电导调制效应，所以IGBT 的通态压降小，耐压1000V的IGBT 通态压降为2 ～ 3V 。IGBT 处于断态时，只有很小的泄漏电流存在。动态特性IGBT 在开通过程中，大部分时间是作为MOSFET 来运行的，只是在漏源电压Uds 下降过程后期，PNP 晶体管由放大区至饱和，又增加了一段延迟时间。td(on) 为开通延迟时间， tri 为电流上升时间。实际应用中常给出的漏极电流开通时间ton 即为td(on)tri 之和。漏源电压的下降时间由tfe1 和tfe2 组成。IGBT的触发和关断要求给其栅极和基极之间加上正向电压和负向电压，栅极电压可由不同的驱动电路产生。当选择这些驱动电路时，必须基于以下的参数来进行：器件关断偏置的要求、栅极电荷的要求、耐固性要求和电源的情况。因为IGBT栅极- 发射极阻抗大，故可使用MOSFET驱动技术进行触发，不过由于IGBT的输入电容较MOSFET为大，故IGBT的关断偏压应该比许多MOSFET驱动电路提供的偏压更高。IGBT在关断过程中，漏极电流的波形变为两段。因为MOSFET关断后，PNP晶体管的存储电荷难以迅速消除，造成漏极电流较长的尾部时间，td(off)为关断延迟时间，trv为电压Uds(f)的上升时间。实际应用中常常给出的漏极电流的下降时间Tf由图中的t(f1)和t(f2)两段组成，而漏极电流的关断时间t(off)=td(off)+trv十t(f)式中，td(off)与trv之和又称为存储时间。IGBT的开关速度低于MOSFET，但明显高于GTR。IGBT在关断时不需要负栅压来减少关断时间，但关断时间随栅极和发射极并联电阻的增加而增加。IGBT的开启电压约3～4V，和MOSFET相当。IGBT导通时的饱和压降比MOSFET低而和GTR接近，饱和压降随栅极电压的增加而降低。正式商用的IGBT器件的电压和电流容量还很有限，远远不能满足电力电子应用技术发展的需求；高压领域的许多应用中，要求器件的电压等级达到10KV以上，目前只能通过IGBT高压串联等技术来实现高压应用。国外的一些厂家如瑞士ABB公司采用软穿通原则研制出了8KV的IGBT器件，德国的EUPEC生产的6500V/600A高压大功率IGBT器件已经获得实际应用，日本东芝也已涉足该领域。与此同时，各大半导体生产厂商不断开发IGBT的高耐压、大电流、高速、低饱和压降、高可靠性、低成本技术，主要采用1um以下制作工艺，研制开发取得一些新进展。

高速开关.-----不是全导通就是全关闭

10，高压IGBT模块的特性和应用注意事项

北京瑞田达公司新一代3300V 1200A的IGBT模块，仍保持IGBT模块的典型特性，即损耗低、噪音小和短路耐量大的特性。其饱和压降与1600V 的产品差不多，通过降低50%左右的短路电流而实现其可与1200V/1600V IGBT相比拟的较好的短路耐量。另外，由于门极输入和反馈电容的变化，新一代高压型IGBT表现出不同的输入特性。这在设计门极驱动时务必加以考虑。由于门极采用RC回路（阻容回路），故单位时间里电流和电压的变化量（dI/dt 和dv/dt）可以被独立地调整，从而实现在IGBT和二极管的安全工作区里使开关损耗降到最小。 1. 可靠的短路耐量短路耐量是IGBT最重要的性能之一。短路电流被限定在额定电流的8～10倍，导致耗散功率大量提升，比如一个2KV 12KA 的IGBT，损耗将达到24MW。故对于高压型的IGBT来说，必须通过减少短路电流（Isc）实现降低损耗的目的。对于3300V的IGBT来说，其应用电路直流侧电压的典型值大约在1500V～2000V之间，为1600V IGBT的两倍，所以为了得到与1600V IGBT相同的损耗，必须减少其电流，这可以通过采用优化的高压元胞设计，把短路电流减少到其额定电流值的5倍而得到实现。 2. 动态传输特性 IGBT的元胞设计已考虑了输入和反馈电容的影响，因为它们对器件的动态传输特性有重要影响。这说明在相同的驱动条件下，高压型IGBT与1200V 和1600V的开通情况是大不相同的。 3. IGBT 的开通情况 IGBT的开通过程按时间可以分为如图Fig.1和表1所示的四个过程,如下: 第一, 门射电压VGE小于阀值电压VTh时。其门极电阻RG和门射电容CGEI的时间常数决定这一过程。当器件的集电极电流IC 和集射电压VCE均保持不变时，CGEI就是影响其导通延迟时间tdon的唯一因素。第二, 当门射电压VGE达到其阀值电压?时，开通过程进入第二阶段，IGBT开始导通，其电流上升速率 dI/dt的大小与门射电压VGE 和器件的跨导gfs有如下关系： dIc/dt = gfs（Ic）＊dVGE/dt，其中，dVGE/dt由器件的门极电阻RG和门射电容CGEI所决定（对于高压型IGBT来说，门集电容CGC可忽略不计）。第三, 第三阶段从集电极电流达到最大值ICmax（FWD的逆向峰值电流IRM 加上负载电流IL）时开始，克服反向电压VR使二极管截止，此时IGBT的集射电压VCE开始下降，随着VCE的下降，电压可控的门集之间的场电容容抗CGC成近百倍增大。当门射驱动电压保持恒定时，所有的门极电流都被投入到对增长的CGC的放电上。因此，本阶段的导通受门极电阻和场电容的时间常数所影响。该时间常数决定器件的电压变化速率 dVCE/dt 并对器件的导通损耗造成很大的影响。第四, 开通之后，器件进入稳定的导通状态。对dIC/dt和 dVCE/dt的控制场电容增加，门射电容减少，这样的IGBT若使用一般的"R"-门极驱动，将导致dI/dt值的增加和dV/dt值的减少。dI/dt 的增大引起在FWD反向恢复其间器件承受较高的压力以及由二极管的恢复而可能出现较高的负dI/dt值，从而在杂散电感的作用下导致器件过压。而低的dV/dt值引起高的开关损耗。因而唯有通过改变门极电阻RG的大小来均衡才能化解dI/dt与dV/dt大小的冲突。RG的取值务必保证dIc/dt的调节始终处于器件的安全工作区内，但这样一来dV/dt的值就会很低导致开通损耗不能接受。因此，解决的方法是采用"RC"门极驱动，即在IGBT的门射之间再接入附加电容CGE。通过该电容来调节上述开通第二过程中门射电压和电流变化率dIc/dt的上升，不过，CGE对开通的第三过程没什么影响，因为没有引起dVGE /dt的改变。dVCE/dt升高使得器件的开通损耗减少，控制门极电阻使FWD上的dV/dt的变化值不超过其临界值。门极电阻RG确定之后，就可通过调节外接的CGE来设定合适的dIc/dt值。采用"RC"-门极驱动的结果，dIc/dt 的设定值约为5kA/μs,而不同的dVCE/dt值由不同的RC值所决定。适当地选择RC值可使器件的开通损耗大量降低甚至超过50%。 4. IGBT的驱动条件高压IGBT和二极管在开关速度上都有其局限性。当dIF/dt为续流二极管FWD的限值时，则关断时IGBT的dVCE/dt值为其最大值。当然可以通过改变IGBT的门极驱动条件来调节这两个限值的变化。FWD的截止受IGBT开通的驱动条件控制。关断时务必保证IGBT处于其安全工作区内。为了独立控制开通时的dV/dt 、dI/dt及关断时的 dV/dt，必须采用三个无源元件，如图Fig.4显示，采用标准的±15V的门极驱动时，可以通过开通门极电阻Ron（调节dVon/dt）、关断门极电阻Roff（调节dVoff/dt）和门射电容CGE（调节dIon/dt）来调节IGBT/FWD限值的变化斜率。电容CGE对IGBT关断时的dI/dt影响很小。 5. 总结受高压IGBT和高压FWD的安全工作区的限制，而采用带三个无源元件（Ron，Roff，CGE）的RC-门极驱动，通过调节来控制电压和关断电流斜率的变化。不同的输入和传输特性所引起的在门射和门集之间的容抗变化率，可由采用RC-门极驱动的方案得以补偿。